基于开关电源的三相电磁干扰滤波器

开关电源以其体积小、重量轻、效率高、功率密度大等优点, 在军事和民用领域得到广泛应用。开关电源中功率开关管的高速开关动作以及整流二极管的反向恢复电流产生了较高的di/dt和du/dt, 它们通过金属导线或其他元件(如电容器、电感器、变压器等)耦合, 产生电磁干扰(EMI)[1, 2, 3]。这些电磁干扰不仅会注入电网, 还会影响同一电网中其他用电设备的正常工作。数千瓦级开关电源通常采用三相供电, 需要在开关电源和电网之间插入EMI滤波器来衰减两者间的干扰。目前, 许多文献对单相输入EMI滤波器的设计方法进行了研究。文献[4]提出了基于插入损耗的方法。这种方法是在源阻抗和负载阻抗完全匹配的条件下设计的, 但实际应用中EMI滤波器会安装在不同的设备和电网网络中, 源阻抗和负载阻抗的数值未知, 不能保证滤波器工作在最佳状态。文献[5-7]提出了基于噪声分离的方法。噪声分离器将共模和差模噪声分离, 利用线路阻抗稳定网络(LISN)提供的标准阻抗, 通过EMI接收机或频谱分析仪得到相应的干扰频谱, 并根据此频谱设计滤波器。此方法准确有效, 但实验设备复杂昂贵。文献[8]提出了基于插入电压增益、仿真噪声频谱的方法。仿真噪声频谱需要功率器件的高频模型, 建模过程复杂; 而仿真软件中现有的模型不能很好地反映功率器件真实的工作特性。国内针对三相EMI滤波器设计方法的文献较少。

本文在借鉴单相输入EMI滤波器设计方法的基础上, 提出了基于三相共模电感模型的三相输入EMI滤波器的设计方法, 通过对三相共模电感等效模型分析, 在理想和高频情况下, 建立三相共模、差模滤波器等效电路模型, 应用Matlab软件研究不同条件下滤波器的插入损耗曲线, 为滤波器参数选取提供依据。

图1为三相EMI滤波器的基本结构, 它由三相共模电感Lc、差模电感Ld、共模电容Cy、差模电容Cx和泄放电阻R组成。该滤波器用来抑制开关电源注入电网的噪声。图中A、B、C接电网侧, A'、B'、C'接开关电源侧。Cx主要用于滤除差模噪声, Cy主要用于滤除共模噪声, Lc主要用来滤除共模噪声, Ld用来滤除差模噪声。三相共模电感由共模电感Lc及其漏感Lleak组成, 漏感Lleak充当差模电感Ld, 一般情况下Lleak≈ (0.5~2)% 。

由于三相电压和电流的对称性, 三相EMI滤波器在结构和功能上与单相EMI滤波器相似, 但在共模电感的分析设计、共模和差模滤波器等效电路的建立以及电容、电阻等参数的选取上存在差异。下文针对三相EMI滤波器的特殊之处做详细分析。

共模电感也称共模扼流圈, 它由绕在磁环上的若干匝数相同的独立线圈组成, 当通过共模干扰信号时, 磁通相叠加, 经过耦合后总电感量迅速增大, 对共模干扰呈现出高阻抗, 阻碍共模干扰信号通过。

三相共模电感如图2(a)所示。三相电流IA、IB、IC流入共模电感时, 根据安培定则可知共模电流ICM在每一绕组中产生了方向相同的磁通, 理想条件下Φ CM为三相磁通之和。三相共模电感在电路中的等效模型如图2(b)所示。其中UA、UB、UC为每一相电压, M为任意两相间的互感, KCM为耦合系数, 假设LA=LB=LC=L, 则有:

由式(1)~(3)可得UA=UB=UC=UCM, 因此每一相的电感值L'=L+M+M=L+2M, 对于三相共模电感, 其总的感抗为3个线圈感抗的并联[9, 10], 因此三相共模电感为:

式中://表示并联。

理想情况下, KCM=1, 则互感M=L, 共模电感LCM=L。根据安培环路定律可得:

式中:μ 0为真空中的磁导率; μ r为相对磁导率; Ae为磁芯有效截面积; le为平均磁路长度; NL为每一相匝数, 这里假设每一相都相等。实际中由于漏磁通Φ A, leak、Φ B, leak、Φ C, leak的影响, 产生漏感。根据文献[11]分析得到漏感的表达式:

式中:leff为磁芯有效磁路长度; θ 为绕制角度。

漏感Lleak可以作为差模电感LDM, 用于滤除差模噪声。

根据单相共模、差模滤波器的理想等效电路和三相共模电感模型, 构建三相共模、差模滤波器理想等效电路, 如图3所示。图中RS为源阻抗, RL为负载阻抗。它们的截止频率近似为:

当EMI滤波器工作在高频段时, 电感和电容高频等效模型如图4所示。高频电感Lh由理想电感L、等效串联电阻R1和并联电容CP组成。高频电容Ch由理想电容C、等效串联电阻R2和固有电感Lp组成。将图3中的电感和电容替换为如图4所示的高频等效模型, 即可得到三相高频共模、差模滤波器等效电路。

图4(a)中, 由于ω L≫R1, 则电感高频等效电路的导纳Y≈ jω CP+ =j(ω CP- )。

当ω CP= 时, 发生谐振, 谐振频率f1= 。图4(b)中, 电容高频等效电路的阻抗Z=R2+j(ω LP- )。当ω LP= 时, 发生谐振, 谐振频率f2= 。

插入损耗是衡量EMI滤波器性能的主要指标, 其定义为:

式中:P1是不接滤波器时, 从噪声源传送到负载的功率; P2是接入滤波器后, 从噪声源传送到负载的功率。

分析EMI滤波器的插入损耗IL时, 将滤波器看成一个二端口网络, 用参数矩阵表示为:

则IL的表达式为:

给出了理想和高频两种情况下, 共模和差模滤波器等效电路的参数矩阵A如下。

理想共模:

理想差模:

高频共模:

式中:M=jω CPR1-ω 2LCP+1; N=1/(jω C)+jω LP+R2。

高频差模:

根据GB7343-87标准中的规定, 滤波器的插入损耗一般在源阻抗和负载阻抗完全匹配的条件下计算, 即RS/RL=50 Ω /50 Ω 。而对于不同的应用场合, 源阻抗与负载阻抗有其特定的范围。本文研究的三相EMI滤波器连接在电网和开关电源之间, 为了便于分析, 对这种工作条件下的源阻抗和负载阻抗作如下假设:①输出负载R为纯阻性负载; ②输出电压U稳定且波动小; ③忽略开关电源和三相EMI滤波器的损耗, 即开关电源的输入功率Pin与输出功率Pout相等。源阻抗RS位于开关电源和三相EMI滤波器之间, 开关电源的输入电压为三相输入的线电压UL, 则有:

对于三相输入的开关电源, 其最大输出功率一般在5 kW以上。根据式(12), 当输出功率为5、25和100 kW时, RS分别近似为30、6和1.5 Ω 。本文实验中取Pout=5 kW, 即RS=30 Ω 。负载阻抗为电网阻抗, 在功率允许的情况下, 电网的电压波动小, 一般RL< 3 Ω , 这里取RL=2 Ω 。通常情况下, 电感和电容的分布参数根据工程经验取CP=20 pF, R1=R2=0.15 Ω , Lp一般取5~50 nH, 这里取Lp=10 nH[4, 12]。根据RS/RL=30 Ω /2 Ω 和相应的高频参数分别作出理想和高频情况下共模、差模插入损耗曲线, 如图5所示。

比较图5(a)和(b)可以看出, 二条曲线在1 MHz以下吻合较好, 但随着频率增加两条曲线相差较大, 高频模型出现两处尖峰点, 尖峰点过后插入损耗急剧下降。尖峰是理想电感与并联寄生电容谐振以及理想电容与串联电感谐振导致的。

由式(6)可以看出, 对于磁芯和匝数都已确定的共模电感的漏感, 它不会受其他因素的影响而使电感值发生变化, 即差模电感值为一定值。

而对于共模电感, 由式(5)可知, 其电感值受μ 0和μ r的影响。μ 0为定值, 所以磁芯的相对磁导率μ r为影响共模电感的主要参数。对于铁氧体材料, 其初始磁导率μ i和旋转频率fg遵循fg=5000/μ i MHz[14]。当磁芯工作频率达到fg时, μ i会减小到原来的二分之一。μ r也会随之减小, 这是导致共模电感值下降的一个原因。

当励磁电流增大时, 磁芯接近饱和。由于磁芯B-H曲线的非线性, 导致相对磁导率μ r下降, 也会使共模电感值下降。

在RS/RL=30 Ω /2 Ω , 高频参数同3.1节中分析的情况下, 当频率和励磁电流使LCM变为原来的3/4和1/2时, 理想和高频的共模插入损耗如图6所示。

由图6可以看出, 理想的共模插入损耗曲线由于共模电感的减小导致插入损耗降低。而高频的共模插入损耗曲线则由于电感的减小而使第一个谐振点后移, 谐振点后插入损耗急剧降低。

4.1.1 共模电容及共模电感参数选取

EMI滤波器中Cy接在相线与大地之间, 该电容器的容量过大将造成漏电流过大, 从而危及人身安全。一般要求:若为装设在可移动设备上的电源滤波器, 其交流漏电流应低于1.0 mA; 如装设在位置固定且接地设备上的滤波器, 其交流漏电流应低于3.5 mA。根据文献[5-7]给出的标准, 此处取Cy=3300 pF。再根据GB9254-2008标准对电磁干扰频率范围(0.15~30 MHz)的规定, 取fR, CM=100 kHz, 由式(7)可计算出LCM=0.25 mH。

4.1.2 磁芯选取

共模电感一般选择高磁导率材料, 这样可以用较小磁芯获得非常大的电感。多数情况下, 共模电感使用铁氧体材料的磁芯。铁氧体分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体。由于镍锌铁氧体初始磁导率低, 在低频时不能产生高阻抗, 因此锰锌铁氧体作为首选材料。本文选取松纳公司SNH5系列环型锰锌高导铁氧体。其初始磁导率为(5000± 25)%, 电感系数AL近似为7000 nH/匝, 根据L=ALN2计算, 三相共模电感需要绕制6匝。

根据选定的磁芯、规定的线径及匝数, 可以确定绕制角度, 由式(6)可求出漏感的大小, 即差模电感LDM。取fR, DM=100 kHz来计算差模电容Cx的大小。根据GB8898-2011标准中规定, 拔出插头2 s后电容所带电压不超过60 V直流, 由电容上所储存的电压与放电时间之间的关系

可以计算出泄放电阻R的大小。此处取LDM=5.4 μ H, Cx=0.9 μ F, R=470 kΩ 。

根据图1所示结构和上文参数构建三相EMI滤波器, 并在一台功率为5 kW、开关频率为18 kHz的开关电源上, 测试三相输入开关电源的噪声电压波形频谱来评价EMI抑制效果。开关电源采用三相输入, 输出电压为500 V, 输出电流为10 A, 频谱分析采用TDS2012B示波器进行。分别测试未加入滤波器和加入滤波器后的共模噪声、差模噪声和总的噪声频谱, 如图7所示。对于共模噪声, 从图7(a)(b)可知, 滤波器可以提供约为12 dB的噪声峰值抑制; 对于差模噪声, 从图7(c)(d)可知, 有29 dB的噪声峰值抑制; 对于总的噪声, 由图7(e)(f)可知, 未加入EMI滤波器时, 噪声在1.25 MHz附近出现峰值, 约为43 dB, 加入EMI滤波器之后, 1.25 MHz附近的噪声峰值为22 dB。由以上分析可知, 加入三相EMI滤波器之后, 噪声有较好的抑制效果, 在1.25 MHz附近提供了约为21 dB的插入损耗。

本文提出了三相EMI滤波器的设计方法, 用于抑制开关电源注入电网的噪声。高频时, 由于电感和电容寄生参数的影响, 导致插入损耗曲线出现谐振点, 谐振点之后插入损耗急剧减小。频率和励磁电流增大时, 由于高导软磁铁氧体的旋磁频率限制和磁滞回线的非线性影响, 导致共模电感减小, 也对EMI滤波器的插入损耗产生影响。实验结果表明:根据此方法设计的三相EMI滤波器对开关电源注入电网的共模噪声峰值有12 dB的抑制; 差模噪声峰值有29 dB的抑制; 总噪声峰值有21 dB的抑制, 验证了该设计方法的合理性和有效性。

The authors have declared that no competing interests exist.