【论文精选】电动汽车无线充电系统拓扑与控制策略研究

为了解决传统闭环控制方案中需要无线传输反馈信号的缺点、降低充电时的电网侧谐波畸变、提高功率因数[9]，并满足电池侧的输出电压可控、输入电压宽适应性，电网侧和电池侧采取隔离式开环控制。本文针对当前的电动汽车无线充电技术的控制策略进行了改进。发射端和接收端分别采取闭环控制，取消了传统装置的信息传输通道的反馈信号的闭环控制，采取一种开环控制的方式，其系统结构如图2所示。

1 新型无线充电系统

1.1 系统结构

该无线充电系统结构如图2所示。主电路包括AC/DC整流模块、松耦合变压器模块、DC/DC变换模块等部分。AC/DC模块采用的是Boost/全桥组合式软开关谐振PFC变换电路，DC/DC模块采用的是Buck变换电路。下面将分别对AC/DC模块和DC/DC模块的原理和控制策略进行分析和阐述。

PWM整流电路是采用PWM控制方式和全控型器件组成的整流电路，它能在不同程度上解决传统整流电路存在的问题。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWM整流电路也称单位功率因数变流器。对于中、大功率PWM整流电路均采用单相或三相桥式结构，而对于小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变换电路以实现网侧功率因数校正。本系统中采用的就是含Boost APFC的PWM整流电路。

松耦合变压器是无线充电系统的能量交换通道，本文主要以无线充电系统的控制策略研究为主，松耦合变压器采用传统的结构。DC/DC模块部分是接在松耦合变压器副边侧的变换电路，主要对从松耦合变压器接收到的电流进行整流和DC/DC变换，因为原边侧采用的是Boost升压电路，为了保持最终输出电压的稳定和调控，副边侧采用了无源无损Buck变换电路。

1.2 控制策略

如图3所示，交流输入电压经二极管桥式不控整流后，再经过Boost DC/DC变换电路，通过相应的控制使输入电流平均值自动跟随整流电压基准值，可获得较高的网侧功率因数，并保持输出电压稳定。APFC电路有两个反馈控制环:输入电流环使DC/DC变换器输入电流为全波整流波形，并且与全波整流电压波形相位相同；输出电压环使DC/DC变换器输出端为一个直流稳压源，达到直流电源的稳压效果。

如图4所示，在松耦合变压器副边侧，经过D9、D10的整流后接Buck变换电路，以输出电压和电流为反馈形成双闭环控制，本方案中电感L3工作在电流连续状态下，因为Buck变换器的稳态输出平均电压与占空比D成正比，因此，最终的输出稳态电压可由功率管S6的占空比控制。

2 模态分析

如图5所示，无线充电原边侧采用Boost/全桥组合式软开关PFC变换电路。其中L1为储能电感，S1为Boost变换器的主功率开关管，L2、D5、D6、D7、D8、C1、C2、C3与S1、L1共同组成无源无损软开关。其工作原理为，当MOS管S1关断时，在D6、C2的作用下，MOS管实现零电压关断，当MOS管S1开通时，C1、C2和L2组成谐振网络，将C1中的能量转移到C2中，且因为L2的存在，D5的反向恢复被抑制，MOS管是零电流开通。因为网络中没有电阻性的损耗元件，能量没有损失，效率较高。

该变换器工作时，Boost级升压电感L1工作在CCM模式下，开关S1受闭环控制，以一固定频率f1进行开断，采用平均电流法控制其占空比，以实现输出稳压和输入PF控制。S2、S3、S4、S5为全桥逆变四个桥臂，S2、S5与S3、S4以一定的死区时间互补导通，并以一定的频率 f2交替开通，形成一个固定的工作周期。这两组功率管的驱动有着充分的死区时间，在这段时间内，变压器漏感要有足够的能量抽取光将要开通的功率管两端谐振电容的电荷，并给关断的开关管的谐振电容充电，以保证之后功率管的零电压开通，有效地减小开通损耗。

如图6所示，无线充电副边侧采用无源无损软开关Buck变换电路。其中DC是从松耦合变压器输出侧整流得到的直流电，S6为Buck变换电路主功率开关管，L3是储能电感，C5、C8是稳压电容，与D11、D12、D13、D14、C6、C7、L4共同组成无源无损电路。

该变换电路工作时，当功率管S6关断时，在C6和D11的作用下功率管实现零电流关断，C6进行充电，C7、L4、L3和C8组成谐振电路，当功率管S6开通时，由于C6两端电压为0，故开关管S6可实现零电压开通。工作过程中，通过改变S1的占空比实现输出电压的调节。

3 仿真与实验结果分析

3.1 仿真模型分析

分别对Boost/全桥组合式软开关APFC电路和无源无损软开关Buck变换电路进行Simulik建模仿真。仿真条件为：输入220 V/50 Hz单相交流电，最终输出为直流3 kW/400 V。图7为Buck变换电路仿真的关键波形，从上到下依次为MOS管电流、MOS管电压、谐振电容C1电流、谐振电容C1电压、谐振电容C2电流和谐振电容C2电压波形。由仿真图形可以看出，由于谐振电路的作用，实现了MOS管的零电压关断和零电流开通。最终得到输出电压和电流波形如图8所示。

由于缓冲电感和电容的存在，所以在输出波形初始阶段有一段震荡的过程，经过给电感和电容充能的过程，电压电流有一个先降后升的过程。由图中可以看出在经历短暂的缓冲之后，输出电压和电流便趋向稳定，输出功率也得到了保证。

3.2 实验验证

为验证理论分析和仿真结果的正确性，设计并搭建了输出直流3 kW/400 V的实验平台。实验条件与仿真条件相同，输入端为220 V/50 Hz的单相工频交流电源，功率管选用SPW47N60C3，Boost变换电路的主功率管S1采用UC3854芯片进行控制，全桥逆变功率管采用IR2113驱动芯片，Buck变换电路主功率管S6采用SG3525芯片控制。

图9为全桥逆变电路功率管的驱动信号，信号频率为55 kHz，死区时间2 μs。

最终输出电压电流波形如图10所示。输出电压和电流波形稳定，工作状态良好。

4 结论

本文主要研究了一种新型的电动汽车无线充电的拓扑结构和控制策略，该结构采取原副边双闭环控制方案，相较于传统带有无线通信模块的无线充电结构可以免除无线通信模块，降低成本并能减小车载无线充电模块的体积。没有无线通信模块后，省却了汽车与无线充电桩的信号配对过程，能够提高充电的连接效率，并且避免了不同厂家无线充电模块的不匹配性所带来的麻烦。采用双闭环控制策略也使原副边的电压电流控制更稳定，调节也更迅速。仿真和实验结果验证了该方案的可行性，并满足了电动汽车无线充电的要求。

参考文献

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