一文弄懂MOS管的导通过程及损耗分析

MOS管在平时的电源电路和驱动电路的设计中使用非常广泛，只有深入了解其工作原理和规格书参数才能保证设计的稳定可靠。

MOSFET（以NMOS为例）的三个“工作区”一般称为： （1）截止区（Vgs < Vgsth），基本无电流（Ids = 0）。 （2）饱和区（Vgs > Vgsth 且 Vds > Vgs - Vgsth），近似呈现为受（Vgs）控电流源。 （3）变阻区（Vgs > Vgsth 且 Vds < Vgs - Vgsth），靠近Vds~Ids原点处近似呈现电阻特性，其电阻值受控于Vgs。

（1） 当 Vgs > Vt ，且 Vds > Vgs - Vt 时，MOSFET 处于饱和区（近似表现为受控电流源）。在此状态下DS两端的微变电阻很大，直流电阻是个变数。 （2） MOS管的导通电阻（Ron）是其处于变阻区（Vds < Vgs -Vt）时所呈现的最小直流电阻，此电阻越小表明过电流的能力越大。 （3） MOS可以工作在截止、变阻和饱和三区中的任何一个，具体视应用而定。

MOS当开关管使用时，开关模式分别工作于可变电阻区（导通）和截止区（关断）。 若MOSFET导通（处在变阻区），其功耗就是按导通电阻损耗计算，即 Id^2*Ron。 在“恒流区”时，其管耗用管电流（Id）乘管压降（Uds）计算。因为此不是个单纯的电阻，故不能用I^2 R计算。“那个特别大的电阻”是“恒流区”中那个非理想受控电流源的输出阻抗，不同于一般意义的直流电阻。

经常有人对不同工作区的叫法表示疑惑，这里额外补充一下三极管和MOS管各工作区名称的区别。 三极管： 从左到右 依次为 饱和、放大、截止。开关状态下是工作在截止与饱和区之间 MOS管： 从左到右 依次为可变电阻区（非饱和区、完全导通区）、饱和区（横流区、放大区、有源区、线性区）、截止。开关状态下是工作在截止和可变电阻区。 无论是MOS 还是三级管，从开到关的切换过程中会经过中间那个区域，造成开关损耗。

MOS管和三极管的特性曲线分别如图1和图2所示，它们各自区间的命名有所不同，其中MOS管的饱和区也称为恒流区、放大区。 其中一个主要的不同点在于MOS管有个可变电阻区，而三极管则是饱和区，没有可变电阻区的说法。 从图中也能明显看出，MOS管在可变电阻区内，Vgs一定时，Id和Vds近似为线性关系，不同Vgs值对应不同的曲线斜率，即漏极D和源极S之间的电阻值Rds受控于Vgs；而三极管在饱和区内，不同Ib值的曲线都重合在一起，即曲线斜率相同，阻值相同。 图1 图2 MOS管导通过程中的各电压电流曲线如图3所示，其中Vgs曲线有著名(臭名昭著)的米勒平台，即Vgs在某段时间(t3-t2)内保持不变。 图3

我们知道MOS管是压控器件，不同于三极管是流控器件，但是实际上MOS管在从关断到导通的过程也是需要电流（电荷）的，原因是因为MOS管各极之间存在寄生电容Cgd，Cgs和Cds，如图4所示。 MOS管导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th)，其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现，当MOS管完全导通后就不需要提供电流了，即压控的意思。 这三个寄生电容参数值在MOS管的规格书中一般是以Ciss，Coss和Crss形式给出，其对应关系为：Cgd=Crss；Cds=Coss-Crss；Cgs=Ciss-Crss。 图4 在MOS管的规格书上一般还有如图5所示的栅极充电曲线，其可以很好地解释为何Vgs电压会有米勒平台。 Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加，但是当Vgs增加到米勒平台电压大小Vp时，即使栅极电荷继续增加，Vgs也保持不变，因为增加的栅极电荷被用来给Cgd电容进行充电。 因此，MOS管会有对应的Qgs，Qgd和Qg电荷参数，如图6所示。 在MOS管截止时，漏极电压对Cgd充电，Cgd的电压极性是上正下负； 当MOS管进入米勒平台后，大部分的栅极电荷用来对Cgd进行充电，但是极性与漏极充电相反，即下正上负，因此也可理解为对Cgd反向放电，最终使得Vgd电压由负变正，结束米勒平台进入可变电阻区。 米勒平台时间内，Vds开始下降，米勒平台的持续时间即为Vds电压从最大值下降到最小值的时间。由此可见米勒平台时间与电容Cgd大小成正比，在通信设备行业中-48V电源的缓启动电路经常在MOS管栅漏极间并联一个较大的电容，以延长米勒平台时间来达到电压缓启动的目的。 图5 图6 米勒平台电压的大小可以近似地通过以下公式进行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通过规格书可以得到阈值电压Vgs(th)和跨导gfs，根据电路参数可以得到漏极电流Id，因此，可以近似推算出米勒平台电压Vp。但是需要注意的是跨导gfs并不是一个常数，规格书中给出的数值都是基于一定的Vds和Id条件下得到的。此外，还有另外一种估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根据规格书中的参数计算出常数K，然后计算得到Vp，有兴趣的可以查阅参考文献2。

了解了MOS管的米勒平台后，我们可以分析一下图3所示导通过程中MOS管电压电流的变化曲线。 以常见的MOS管开关电路为例， 在t0~t1时间段内，Vgs小于阈值电压Vgs(th)时，MOS管处于截止区关断，漏极电流Id=0，漏源极电压差Vds为输入电压Vin。 在t1~t2时间段内，随着Vgs从阈值电压Vgs(th)逐渐增大至米勒平台电压Vp，电流Id从0开始逐渐增大至最大值，MOS管开始导通，并进入恒流区（饱和区）。此时Vds仍旧维持不变，但是实际电路中可能会由于各种杂散寄生电感等因素的影响（Ldi/dt产生压降），也会产生一部分压降损失，导致实际的Vds会略微下降。同三极管类似，**MOS管在饱和区内具有相似的放大特性，其公式为：Id=gfsVgs，gfs为MOS管的跨导，**可从规格书中得到。 在t2~ t3时间段内，当Id逐渐增大至最大值（由电路参数决定）时，MOS管开始进入米勒平台，由于电流Id已经达到最大值保持不变，所以Vgs=Id/gfs亦保持不变，即从公式角度也可以解释米勒平台。 在t2~t3时间段内，Vds开始以一定斜率下降。但是实际下降的斜率在整个时间段内并非一直保持不变。因为MOS管的Cgd电容在这个过程中是变化的，一开始Cgd较小，之后变大，所以实际的VDS曲线斜率会稍有变化，即一开始Cgd电容小，电压下降较快，之后Cgd电容较大，电压下降较慢，Cgd电容值的变化曲线如图7所示。 在t3之后，MOS管进入可变电阻区，米勒平台结束，Vgs电压在栅极电荷的驱动下继续升高至最大值，Vds则电压下降至最低值Rds(on)Id。图3 MOS管导通曲线的简化版如图8所示，分析问题时图8已经足够使用。MOS管关断时的分析过程相反，其变化曲线如图9所示。 图8 图9 t1和t2的时间可以根据RC充放电原理进行近似计算，t1=RgCissln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= RgCiss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs为栅极驱动电压大小，Rg为栅极驱动电阻。t2值近似于规格书中的参数延时导通时间td(on)。 米勒平台的持续时间tp可以通过以下公式近似计算：由于该时间段内Vp保持不变，因此栅极驱动电流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于规格书中的参数上升时间tr。

MOS管损耗主要有开关损耗（开通损耗和关断损耗，关注参数Cgd(Crss)）、栅极驱动损耗（关注参数Qg）和导通损耗(关注参数Rds(on))等。 以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明，由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构，为了防止两个MOS管同时导通而使输入回路短路，因此两个MOS管的驱动信号会存在一个死区时间，即两个MOS管都关断。 在死区时间内，由于电感的电流不能突变，因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。正是由于体二极管导通后，同步管Q2才被驱动导通，在忽略二极管压降的情况下，同步管Q2导通时两端电压为0，可以看作是0电压导通；同步管Q2导通后，其两端电压为0直至关断，因此也是0电压关断。因此，同步管Q2基本没有开关损耗，这意味着对于同步管的选取，功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗，而开关损耗可以忽略不计，因此不必考虑栅极电荷Qg。而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压，因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。 所谓开关损耗是指MOS管在开通和关断过程中，电压和电流不为0，存在功率损耗。 由前述MOS管导通过程可知，开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。而米勒平台时间和MOS管寄生电容Crss成正比，其在MOS管的开关损耗中所占比例最大，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOS管的开关损耗中起主导作用。因此对于MOS管的选型，不仅需要考虑栅极电荷Qg和栅极电阻Rg，也需要同时考虑Crss(Cgd)的大小，其同时也会在规格书的上升时间tr和下降时间tf参数上有间接反映，MOS管的关键参数如图11所示。 MOS管的各种损耗可以通过以下公式近似估算： 导通损耗： Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)； Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)； 系数1.3主要是考虑MOS管的导通电阻会随着温度的升高而增加。 栅极驱动损耗： PGC = n ×VCC × Qg × fSW； n表示MOS管的个数（MOS管选型相同时），fSW表示开关频率；栅极驱动损耗主要是发生在电源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小与MOS管的参数有关。 开关损耗： PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW； 系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性，折算成面积功率，系数就是0.5；Vin是输入电压，Io是输出电流；tr和tf是MOS管的上升时间和下降时间，分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间，可以近似看作米勒平台的持续时间，即图3中的(t3-t2)。另外，规格书中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs电压从0开始上升到米勒平台电压的时间，即图3中的t2。

米勒平台大家首先想到的麻烦就是米勒振荡。（即，栅极先给Cgs充电，到达一定平台后再给Cgd充电） 因为这个时候源级和漏级间电压迅速变化，内部电容相应迅速充放电，这些电流脉冲会导致mos寄生电感产生很大感抗，这里面就有电容，电感，电阻组成震荡电路（能形成2个回路），并且电流脉冲越强频率越高震荡幅度越大。 所以最关键的问题就是这个米勒平台如何过渡。 Gs极加电容，减慢mos管导通时间，有助于减小米勒振荡。防止mos管烧毁。 过快的充电会导致激烈的米勒震荡，但过慢的充电虽减小了震荡，但会延长开关从而增加开关损耗。 Mos开通过程源级和漏级间等效电阻相当于从无穷大电阻到阻值很小的导通内阻（导通内阻一般低压mos只有几毫欧姆）的一个转变过程。比如一个mos最大电流100a，电池电压96v**，在开通过程中，有那么一瞬间（刚进入米勒平台时）mos发热功率是P=VI(此时电流已达最大，负载尚未跑起来，所有的功率都降落在MOS管上)，P= 96100=9600w！这时它发热功率最大，然后发热功率迅速降低直到完全导通时功率变成1001000.003=30w（这里假设这个mos导通内阻3毫欧姆）。 开关过程中这个发热功率变化是惊人的。 如果开通时间慢，意味着发热从9600w到30w过渡的慢，mos结温会升高的厉害。所以开关越慢，结温越高，容易烧mos。为了不烧mos，只能降低mos限流或者降低电池电压，比如给它限制50a或电压降低一半成48v，这样开关发热损耗也降低了一半，不烧管子了。这也是高压控容易烧管子原因，高压控制器和低压的只有开关损耗不一样（开关损耗和电池端电压基本成正比，假设限流一样），导通损耗完全受mos内阻决定，和电池电压没任何关系。 总之就是开关慢不容易米勒震荡，但开关损耗大，管子发热大，开关速度快理论上开关损耗低（只要能有效抑制米勒震荡），但是往往米勒震荡很厉害（如果米勒震荡很严重，可能在米勒平台就烧管子了），反而开关损耗也大，并且上臂mos震荡更有可能引起下臂mos误导通，形成上下臂短路。 所以这个很考验设计师的驱动电路布线和主回路布线技能。最终就是找个平衡点（一般开通过程不超过1us）。开通损耗这个最简单，只和导通电阻成正比，想大电流低损耗找内阻低的。

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