DC

作者：AirCity 2020.2.16 [email protected] 本文所有权归作者Aircity所有 DC-DC即直流-直流转换器，输入是直流电压，输出也是直流电压。DC-DC有升压型boost，降压型buck和升降压型buck-boost。本文只讲述Buck型DC-DC，并用DC-DC简称Buck。

跟LDO相比，DC-DC的效率非常，功率大，但复杂度，成本也高一些。

如下图，一个典型的DC-DC Buck电路如左上角图示。 当NMOS管Q1导通时，VIN向电感充电，回路情况如图A。此时VSW=VIN，VL=VIN-VO；当NOMS管Q1关断时，回路情况如图B。此时VSW=0，VL=-VO。 电感两端的电压公式是： 当NMOS管导通时： 假设电流是线性变化，则上式简化为： 当NMOS管关断时： 假设电流是线性变化，则上式简化为： 公式（1）和公式（2）可以推到出：

D表示NMOS管的占空比，DC-DC的输出电压与占空比正相关。

这个就是DCDC的基本原理。

DCDC损耗包括直流损耗，交流损耗。交流损耗又包括MOS管开关损耗、电感铁损、MOS管死区损耗和MOS管驱动器损耗。

直流损耗一般占5%，交流损耗一般占2%-5%。

DCDC的损耗主要包括MOS管Q1的直流阻抗损耗，二极管D1的导通损耗，电感的直流电阻损耗，电感的交流损耗。有关电感的损耗见文章《了解电感—参数、特性、选型》。则DCDC的直流损耗可以计算如下： R_(DS(ON))是MOS管的导通阻抗，假设为10mΩ； V_D是二极管的正向导通电压，假设为0.5V； R_DCR是电感的直流电阻，假设为2mΩ；

假设DCDC是一个12V输入，3.3V/10A输出的降压电源； DCDC效率： 上述损耗中，二极管的损耗值为3.62W，非常之大，其实可以用一个NMOS来代替之。如下图： Q1和Q2是互补导通的，他们需要严格同步，所以这种结构的DCDC成为同步降压型转换器。最上面的二极管型DCDC成为非同步（或“异步”）降压转换器。

假设Q2和Q1的参数一致，则同步降压型DCDC的功率损耗为 效率为： 同步型DCDC效率更高！

MOS管的开关损耗是由“弥勒效应”导致的。详细自行百度。这里指说一下大概原理。

我们把管子导通的关断瞬变过程放大，如下图。IDS和VDS都是一个缓慢变化的过程，这个过程的功率损耗，在同样时间内，可比管子的直流损耗大多了！VSG电压中间的那个小平台就是米勒平台。 管子Q1存在着严重的开关损耗，但是Q2上很小，因为当需要Q2导通的时候，Q2的体二极管肯定优先导通，在它的米勒平台阶段，电流大部分从体二极管走了。在需要Q2关断的时候，管子先关闭，电流会从二极管走，直到Q1打开，二极管截止。Q2打开和关闭的过程，电流都由二极管分走，这让Q2的开关损耗变得很小。换个角度理解，由于体二极管的导通，Q2始终在VDS比较小的时候导通或关断。

MOS管的打开和关闭损耗计算起来很复杂，但可以从器件规格书中找到。

铁损指交流信号在磁芯和屏蔽材料中的损耗。介绍详见文章《了解电感—参数、特性、选型》。

交流信号的频率越高，损耗越大。铁氧体磁芯是陶瓷铁磁材料，由氧化铁与氧化锰或氧化锌的混合物构成的晶体结构，这种材料虽然容易磁饱和，但磁芯损耗小。另一种磁芯是金属（铁粉），这种材料磁饱和过程比较舒缓，但是磁芯损耗很大。

Q1和Q2不可能完全同步，两个管子都处于关断状态时，称为死区时间。此时两个管子的体二极管有传导损耗。这部分损耗与频率成正比，但很难计算。

这个指驱动器驱动MOS管的G极，消耗的能量，大小与频率有关（VDRVQGf）。

开关频率越高，对L和C的要求越低，可以选择较小的值，而且瞬态响应也好。但是高的开关频率会带来较大的交流损耗，发热严重。

看了ADI，MPS，TI和ON的DCDC选型表，输出电流＞10A的DCDC，开关频率都只有几百KHz。输出电流＜10A的DCDC，开关频率从几百KHz到几MHz不等。

开关频率每增加1倍，DCDC效率大约会降低2%。

当DCDC负载较大时，一般是PWM模式。当DCDC负载比较轻时，一般是PFM模式。

PWM是脉冲宽度调制，功率越大，占空比越大，Q1的导通时间越长。

PFM是固定脉冲宽度的频率调制，Q1只在需要给电感充电的时候打开，打开的时间固定。

在PFM模式，MOS管导通时间短，直流损耗小，效率高。在PFM模式，如果负载电流瞬间增大，电流反馈将迅速提高PFM的频率，提高输出电流。

PWM模式下，开关频率很高，交流损耗很大，如果此时负载很轻，会导致DCDC效率很低，这个时候要切换到PFM模式，降低开关频率。

根据公式（1）和公式（3），纹波电流公式如下：

由公式可知，电感越大，纹波电流越小。频率越高，纹波电流越小。但感值越大，直流损耗和交流损耗都越大。一般来说挑选电感时，会把纹波电流控制在输出电流平均值的25%~50%。

要选择VDS耐压大于VIN的MOS管，但不宜大出太多。

RDS(ON)越小越好，QGD（栅极电荷）越小越好，但这两个值是一对矛盾。一般而言，小硅芯片尺寸的FET具有低 QG，但导通电阻RDS(ON)很高；而採用大硅芯片的FET則具有低RDS(ON)，但QG很大。在2.2节中，我们得知Q1有开关损耗，Q2没有。所以Q1的QG很重要，越小越好，特别是DCDC的输出电压低或者DCDC的占空比小（轻载）的应用场景。对Q2的QG没有严格要求，它的低RDS(ON)更重要。

DCDC转换器都是集成了Q1和Q2的，不需要自己选。DCDC控制器是需要自己选MOS管的，一般用在大功率场所。

电容的定电压要高于工作电压，并且要有一定比例降额。 CIN上经常有脉冲开关大电流和大的纹波，因此要选择ESR低的电容，如陶瓷电容，聚合物电容，或者用多个铝电解电容，钽电容并联使用。注意电容会有一个额定功率损耗或者RMS纹波电流指标，要注意不能超限。

COUT越大，输出电压纹波越小，DCDC的瞬态响应性能越好。输出电压纹波计算公式如下： 一定要选择ESR低的电容。

电压反馈模式的反馈点都在最远端，所有DCDC的外部FB管脚都是电压反馈输入，一定要从最远的负载端引线。负反馈的原理很简单，不再解释。

电流反馈模式有两个回路，一个是电压反馈，一个是电流反馈，如下图。电压反馈仍然在DCDC外部，电流反馈回路在DCDC内部。这个反馈回路实时监测DCDC的输出电流，在DCDC启动和运行时，都能更好的让系统稳定工作。电流反馈模式能提供更快的响应速度。

IQ：DCDC工作时自身消耗的电流。这个是越小，DCDC效率越高。规格书会提供PWM模式的IQ，一般是10~20mA。PFM模式一般只有几十uA。

DCLOAD：负载电流调整率。电流从0到最大电流跳变，输出电压变化率，单位是%/A;

DCLINE：线性负载调整率，指额定负载下输出电压随输入电压变化而发生的变化率。

tSTART：启动时间，从EN信号有效，到VOUT达到95%输出电压值的时间。这个值一般在几百us。如果VIN和EN连接在一起，这个时间可能更长，因为VIN施加后，DCDC内部电路需要一段时间才能稳定工作。

其他参数都很简单，不解释了。

下面是一个电感的电流理论波形，IO是输出电流均值，ΔI是纹波电流大小。 假设输入电压是VIN，Q1上的压降是VSW，Q2上的压降是VD，输出电压是VO，开关频率是f，占空比是D，如下两个公式成立： 其中TON是电流上升时间，TOFF是电流下降时间。TON+TFF=1/f，上面两个公式结合，可以得出：

如果忽略Q1和Q2的压降，VSW=VD=0V，上面公式简化为： 举例： NCP6463，Q1阻抗36mΩ，Q2阻抗19mΩ，VIN=3.6V，VO=1.225V，IO=3.9A，∆I=0.85A，f=3MHz，带入上面公式： 接近规格书推荐的电感值0.47uH。

需要在靠近负载端的地方焊接一根粗导线，用电流探头测量，如下两个示意图： 注意电流探头要距离DCDC远一点，以防DCDC干扰到电流钳。

如果要用串小电阻，毫欧姆级别，测电压的方式，这个电压往往很小，很容易受到DCDC电路的MOS管开关信号的影响，不推荐。

一定要测量DCDC的电流，这是观察电感选择是否合适的一个重要手段，如果电感发生了接近磁饱和现象，电流会突然增大，如下图：

如下图，红色阴影部分，是交流电流区域，噪声非常高，要注意隔离。其他小信号不得与这个区域在相邻层。

红色实线和红色虚线，有高频的大电流，需要尽量缩短寄生电感，因此走线要足够短，过孔要足够多的。

图中的SW这个点，电压一直在跳变，有很强的EMI噪声，这个点需要用地屏蔽，立体包地。

CHF一定要有，否则在VSW信号上会有很强的开关噪声。 普通要充分，足够的走线宽度，以减小寄生参数，还有能利于散热。如下图： 当由多个DCDC存在时，DCDC的取电要从源头开始，如下图：