u c e m i n > U c e s ， 欠 压 u_{cemin}>U_{ces}，欠压 ucemin​>Uces​，欠压 u c e m i n = U c e s ， 临 界 u_{cemin}=U_{ces}，临界 ucemin​=Uces​，临界 u c e m i n < U c e s ， 过 压 u_{cemin}Ec2时，放大器工作在欠压状态；由大变小，由余弦脉冲变成中间凹陷的脉冲波。 在下图中，Ec控制ic脉冲波形的变化，进而控制I0，Ic1m，Ucm=Ic1mRc的变化。这个过程还是比较浅显的。

前提： E c , U b m , R c E_c,U_{bm},R_c Ec​,Ubm​,Rc​保持恒定 研究对象： U c m , I c 1 m , I c 0 U_{cm},I_{c1m},I_{c0} Ucm​,Ic1m​,Ic0​ u b e m a x = U b m − E b , U b m 一 定 ， u b e m a x 随 E b 改 变 而 改 变 u_{bemax}=U_{bm}-E_b,U_{bm}一定，u_{bemax}随E_b改变而改变 ubemax​=Ubm​−Eb​,Ubm​一定，ubemax​随Eb​改变而改变，从而导致icmax和θ的变化。在欠压状态，ubemax较小，icmax和θ也较小，Ic0,Ic1m都较小，反之 ubemax Icmax θ都增大。 增大到过压区（也即动态曲线线和输出曲线的基射电压最大值已经大到使得动态曲线线和输出曲线的交点在饱和线上）， Icmax ，θ仍略微增大（与之前图的情况不同，ubemax较小时ic的最大值一直被ubemax的限制压制着，而ubemax提升到使得放大器进入过压状态时，即使波形凹陷，可以想象 Icmax ，θ仍然增大的）所以 U c m , I c 1 m , I c 0 U_{cm},I_{c1m},I_{c0} Ucm​,Ic1m​,Ic0​在过压区随Eb的增加仍略有增大。

可以看出集电极电压只在过压状态才对Ucm有较大控制作用，所以集电极调幅应工作在过压状态；基极电压只在欠压状态才对Ucm有大作用，所以基极调幅常工作在欠压状态。

前提： E c , E c , R c E_c,E_c,R_c Ec​,Ec​,Rc​保持恒定 研究对象： U c m , I c 1 m , I c 0 U_{cm},I_{c1m},I_{c0} Ucm​,Ic1m​,Ic0​ 和那个基极调制特性相似， u b e m a x = U b m − E b u_{bemax}=U_{bm}-E_b ubemax​=Ubm​−Eb​类似画出振幅特性如上图，原理与基极调制基本一样、不再重复。可以看出，当功放要反映输入信号的变化，必须使放大器工作在欠压状态；而当放大器用作限幅器时，必须工作在过压状态。

包括直流馈电电路、偏置电路、输出和输入匹配电路。

馈电原则：直流分量只流过直流电源；谐振回路两端仅有基波分量压降；外电路呈现对高次谐波分量短路。 串联馈电线路： 用电感隔交通直，用旁路电容去除高频成分（对高次谐波分量短路）。 优点：馈电支路分布参数不影响谐振回路的工作频率 缺点：谐振回路处于高电位，谐振回路元件不能直接接地，调谐时外部参数影响大

并联馈电线路： 把直流电源、晶体管和负载三者并联在一起。 C 2 C_2 C2​隔断直流，谐振回路在地（0）电位上，给电路组装带来方便。但是高频扼流圈ZL，隔直电容又处在高频电压下，不太好。馈电支路分布电容使得集射间电容增大，限制了放大器在高频段的表现。 对于扼流圈（ZL），应该比所在支路阻抗大十倍左右；对于旁路电容（C1），应该是所在支路阻抗十分之一左右。（只是工程经验，算是分别起扼流短路作用）例如，串馈电路的电抗可以计算成 x C 1 = ( 1 5 − − 20 ) R c x_{C_1}=(\frac{1}{5--20})R_c xC1​​=(5−−201​)Rc​，扼流圈的阻抗 x C 2 = ( 5 − − 20 ) R C x_{C2}=(5--20)R_C xC2​=(5−−20)RC​

串馈和并馈都满足 u c e = E c − U c m c o s w t u_{ce}=E_c-U_{cm}coswt uce​=Ec​−Ucm​coswt

放大器的基极电源很少使用独立电源，多利用基极/射极直流成分，用一定电阻造成电压。 射极电流自给偏压： 如果想提供反偏压，信号源有直流通路，就按照上图方式接。偏压大小可以通过调节 R e R_e Re​达到。 R e = E b I e 0 R_e=\frac{E_b}{I_{e0}} Re​=Ie0​Eb​​。 C e C_e Ce​对交流旁路，为保证偏压不随交流波动，放电时间常数应该足够大，要求 R e C e ≥ 5 f R_eC_e\ge \frac{5}{f} Re​Ce​≥f5​ 如果信号源没有直流通路，就加入高频扼流圈ZL（如下图），将射极偏压引向基极，同时也为基极直流提供通路。其值等于晶体管输入阻抗的10到30倍。 射流偏压环节在欠压状态下对管子放大倍数的变化适应性较强，温度稳定性好。但是消耗了一定EC，使管子的有效供电电压降低，这在EC较小的情况下不利。因此欠压工作时采用射流偏压环节较好。（回忆刚才的基极调制特性）

基极电流自给偏压

同样地，有 R b = E b I b 0 R_b=\frac{E_b}{I_{b0}} Rb​=Ib0​Eb​​ 同样地，为减小基极电压随交流电流波动，CbRb时间常数满足 C b R b ≥ 5 f C_bR_b\ge \frac{5}{f} Cb​Rb​≥f5​ 同样地，信号源没有直流通路时，应该采取如下电路： 基极偏压环节对Ib0有调节作用。当放大器由欠压转入过压时，基极电流上升，反偏电压增大，有效激励电压变小（交流信号的变化幅度变小），自动减轻过压幅度。因此功放在过压状态下采取基极偏压环节胶好。

输入匹配的目的是获得最大的激励功率，输出匹配的目的是获得最大的输出功率。有两种形式，分别是具有并联谐振回路形式的匹配电路（多用于前级、中间级放大器及某些可调电路的输出级）和具有滤波器形式的匹配电路（多用于大功率、低阻抗宽带输出，如手机移动网络的基站）。

等效回路图（Rc表示从晶体管看进去的等效电阻） 阻抗匹配所需的最佳负载电阻，就是工作在临界状态的等效电阻，用 R c p R_{cp} Rcp​表示。 晶体管的饱和压降 U c m = E C − U C E S ， U C E S ≈ 1 V U_{cm}=E_C-U_{CES}，U_{CES}\approx 1V Ucm​=EC​−UCES​，UCES​≈1V 根据 P o = U c m 2 2 R c p P_o=\frac{U_{cm}^2}{2R_{cp}} Po​=2Rcp​Ucm2​​，得 R c p = U c m 2 2 P o = ( E C − U C E S ) 2 2 P o R_{cp}=\frac{U_{cm}^2}{2P_o}=\frac{(E_C-U_{CES})^2}{2P_o} Rcp​=2Po​Ucm2​​=2Po​(EC​−UCES​)2​ 现在，调整 N 0 N 1 \frac{N_0}{N_1} N1​N0​​改变Rc。 R c = ( N 0 N 1 ) 2 Q 0 w L = R c p R_c=(\frac{N_0}{N_1})^2Q_0wL=R_{cp} Rc​=(N1​N0​​)2Q0​wL=Rcp​ N 0 N 1 = R c p Q L w L \frac{N_0}{N_1}=\sqrt{\frac{R_{cp}}{Q_LwL}} N1​N0​​=QL​wLRcp​​ ​ 由于改变了原、副线圈匝比，则改变了槽路谐振电阻R，进而改变了集电极等效电阻和原、副线圈匝比应该按照QL值选取。根据 Q L w L = Q 0 w L / / ( N 1 N 2 ) 2 R L Q_LwL=Q_0wL//(\frac{N_1}{N_2})^2R_L QL​wL=Q0​wL//(N2​N1​​)2RL​ Q L w L = ( Q 0 w L ) [ ( N 1 N 2 ) 2 R L ] Q 0 w L + ( N 1 N 2 ) 2 R L Q_LwL=\frac{(Q_0wL)[(\frac{N_1}{N_2})^2R_L]}{Q_0wL+(\frac{N_1}{N_2})^2R_L} QL​wL=Q0​wL+(N2​N1​​)2RL​(Q0​wL)[(N2​N1​​)2RL​]​解得 N 2 N 2 = Q 0 − Q L Q 0 Q L R L w L = η T R L Q L w L \frac{N_2}{N_2}=\sqrt{\frac{Q_0-Q_L}{Q_0Q_L}\frac{R_L}{wL}}=\sqrt{\frac{\eta_TR_L}{Q_LwL}} N2​N2​​=Q0​QL​Q0​−QL​​wLRL​​ ​=QL​wLηT​RL​​ ​其中ηT是槽路效率。

在极高频或超大功率输出级（如射电望远镜），广泛以LC变换网络为基础实现阻抗匹配。电路形式多种多样，广泛使用的有L型、T型、Ⅱ型。 上图电路中的电感和电容都是可调原件。调整它们可以改变：谐振频率、有载Q值、匹配阻抗。这里有T型匹配网络的匹配条件和设计公式。 将L，C参数写成电抗形式： x C 1 = 1 w C 1 x_{C_1}=\frac{1}{wC_1} xC1​​=wC1​1​ x C 2 = 1 C 2 x_{C_2}=\frac{1}{C_2} xC2​​=C2​1​ x L = w L x_L=wL xL​=wL 利用电路元件等效变换原理，(参考电路基础中的阻抗变换) x C 1 ′ = ( 1 + 1 Q C 1 2 ) x C 1 x'_{C_1}=(1+\frac{1}{Q^2_{C_1}})x_{C_1} xC1​′​=(1+QC1​2​1​)xC1​​ x C 2 ′ = ( 1 + 1 Q C 2 2 ) x C 2 x'_{C_2}=(1+\frac{1}{Q^2_{C_2}})x_{C_2} xC2​′​=(1+QC2​2​1​)xC2​​ R s ′ = ( 1 + Q C 1 2 ) R s R_s'=(1+Q^2_{C_1})R_s Rs′​=(1+QC1​2​)Rs​ R s ′ = ( 1 + Q C 2 2 ) R L R_s'=(1+Q^2_{C_2})R_L Rs′​=(1+QC2​2​)RL​Q C1QC2分别是输入端和输出段元件的Q值： Q C 1 = x C 1 R S Q_{C_1}=\frac{x_{C_1}}{R_S} QC1​​=RS​xC1​​​ Q C 2 = x C 2 R L Q_{C_2}=\frac{x_{C_2}}{R_L} QC2​​=RL​xC2​​​ 现在根据网络条件和匹配条件计算： R s ′ = R L ′ R'_s=R'_L Rs′​=RL′​由于原电路是串联型，在已知负载RL和品质因数Qc2时， x c 2 = Q c 2 R L x_{c_2}=Q_{c_2}R_L xc2​​=Qc2​​RL​ R s ′ = R L ′ = ( 1 + Q c 1 2 ) R L R_s'=R_L'=(1+Q^2_{c_1})R_L Rs′​=RL′​=(1+Qc1​2​)RL​ 解得 Q c 1 = ( 1 + Q c 1 2 ) R L R s − 1 Q_{c_1}=\sqrt{(1+Q_{c_1}^2)\frac{R_L}{R_s}-1} Qc1​​=(1+Qc1​2​)Rs​RL​​−1 ​又因为 Q c 1 = x c 1 R s Q_{c_1}=\frac{x_{c_1}}{R_s} Qc1​​=Rs​xc1​​​所以 x c 1 = R s ( 1 + Q C 2 2 ) R L R S − 1 x_{c_1}=R_s\sqrt{(1+Q^2_{C_2})\frac{R_L}{R_S}-1} xc1​​=Rs​(1+QC2​2​)RS​RL​​−1 ​ 根据谐振条件xC’=xL，因为 x C = x c 1 ′ x c 2 ′ x c 1 ′ + x c 2 ′ x_C=\frac{x'_{c_1}x'_{c_2}}{x'_{c_1}+x'_{c_2}} xC​=xc1​′​+xc2​′​xc1​′​xc2​′​​ x L = x c 1 x c 2 ( 1 + 1 Q 2 c 1 ) ( 1 + 1 Q c 2 2 ) x c 1 ( 1 + 1 Q c 1 2 ) + x c 2 ( 1 + 1 Q c 2 2 ) x_L=\frac{x_{c_1}x_{c_2}(1+\frac{1}{Q^2_{}c_1})(1+\frac{1}{Q^2_{c_2}})}{x_{c_1}(1+\frac{1}{Q^2_{c_1}})+x_{c_2}(1+\frac{1}{Q^2_{c_2}})} xL​=xc1​​(1+Qc1​2​1​)+xc2​​(1+Qc2​2​1​)xc1​​xc2​​(1+Q2​c1​1​)(1+Qc2​2​1​)​ 又 1 + Q c 2 2 = R s R L ( 1 + Q c 1 2 ) 1+Q^2_{c_2}=\frac{R_s}{R_L}(1+Q^2_{c_1}) 1+Qc2​2​=RL​Rs​​(1+Qc1​2​) 综合可得 x L = ( 1 + Q c 2 2 ) R L Q c 2 + x c 1 R s x_L=\frac{(1+Q^2_{c_2})R_L}{Q_{c_2}+\frac{x_{c_1}}{R_s}} xL​=Qc2​​+Rs​xc1​​​(1+Qc2​2​)RL​​ 这样，就得到了T型网络元件参数： x c 1 = R s ( 1 + Q C 2 2 ) R L R S − 1 x_{c_1}=R_s\sqrt{(1+Q^2_{C_2})\frac{R_L}{R_S}-1} xc1​​=Rs​(1+QC2​2​)RS​RL​​−1 ​ x c 2 = Q C 2 R L x_{c_2}=Q_{C_2}R_L xc2​​=QC2​​RL​ x L = ( 1 + Q c 2 2 ) R L Q c 2 + x c 1 R s x_L=\frac{(1+Q^2_{c_2})R_L}{Q_{c_2}+\frac{x_{c_1}}{R_s}} xL​=Qc2​​+Rs​xc1​​​(1+Qc2​2​)RL​​ 从x1的计算式看出来，里面那项小于1的话，电容是虚数找不到。所以只要满足 ( 1 + Q C 2 2 ) R L R S (1+Q^2_{C_2})\frac{R_L}{R_S} (1+QC2​2​)RS​RL​​比1大，就能实现网络匹配条件。

自此，高频功率放大器的基础部分就没了。它属于最基础的部分，任何信号发送设备（蓝牙、WiFi、卫星、雷达、通信基站、音箱等）发送设备都有它、再加上以它为基础的倍频器（将输入信号整数倍增加的电路）、混频器、调制器等等制成。