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MOS管在平时的电源电路和驱动电路的设计中使用非常广泛,只有深入了解其工作原理和规格书参数才能保证设计的稳定可靠。 1. MOS管导通过程分析MOSFET(以NMOS为例)的三个“工作区”一般称为: (1)截止区(Vgs < Vgsth),基本无电流(Ids = 0)。 (2)饱和区(Vgs > Vgsth 且 Vds > Vgs - Vgsth),近似呈现为受(Vgs)控电流源。 (3)变阻区(Vgs > Vgsth 且 Vds < Vgs - Vgsth),靠近Vds~Ids原点处近似呈现电阻特性,其电阻值受控于Vgs。 (1) 当 Vgs > Vt ,且 Vds > Vgs - Vt 时,MOSFET 处于饱和区(近似表现为受控电流源)。在此状态下DS两端的微变电阻很大,直流电阻是个变数。 (2) MOS管的导通电阻(Ron)是其处于变阻区(Vds < Vgs -Vt)时所呈现的最小直流电阻,此电阻越小表明过电流的能力越大。 (3) MOS可以工作在截止、变阻和饱和三区中的任何一个,具体视应用而定。 MOS当开关管使用时,开关模式分别工作于可变电阻区(导通)和截止区(关断)。 若MOSFET导通(处在变阻区),其功耗就是按导通电阻损耗计算,即 Id^2*Ron。 在“恒流区”时,其管耗用管电流(Id)乘管压降(Uds)计算。因为此不是个单纯的电阻,故不能用I^2 R计算。“那个特别大的电阻”是“恒流区”中那个非理想受控电流源的输出阻抗,不同于一般意义的直流电阻。 经常有人对不同工作区的叫法表示疑惑,这里额外补充一下三极管和MOS管各工作区名称的区别。 三极管: 从左到右 依次为 饱和、放大、截止。开关状态下是工作在截止与饱和区之间 MOS管: 从左到右 依次为可变电阻区(非饱和区、完全导通区)、饱和区(横流区、放大区、有源区、线性区)、截止。开关状态下是工作在截止和可变电阻区。 无论是MOS 还是三级管,从开到关的切换过程中会经过中间那个区域,造成开关损耗。 MOS管和三极管的特性曲线分别如图1和图2所示,它们各自区间的命名有所不同,其中MOS管的饱和区也称为恒流区、放大区。 其中一个主要的不同点在于MOS管有个可变电阻区,而三极管则是饱和区,没有可变电阻区的说法。 从图中也能明显看出,MOS管在可变电阻区内,Vgs一定时,Id和Vds近似为线性关系,不同Vgs值对应不同的曲线斜率,即漏极D和源极S之间的电阻值Rds受控于Vgs;而三极管在饱和区内,不同Ib值的曲线都重合在一起,即曲线斜率相同,阻值相同。 我们知道MOS管是压控器件,不同于三极管是流控器件,但是实际上MOS管在从关断到导通的过程也是需要电流(电荷)的,原因是因为MOS管各极之间存在寄生电容Cgd,Cgs和Cds,如图4所示。 MOS管导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th),其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现,当MOS管完全导通后就不需要提供电流了,即压控的意思。 这三个寄生电容参数值在MOS管的规格书中一般是以Ciss,Coss和Crss形式给出,其对应关系为:Cgd=Crss;Cds=Coss-Crss;Cgs=Ciss-Crss。 了解了MOS管的米勒平台后,我们可以分析一下图3所示导通过程中MOS管电压电流的变化曲线。 MOS管损耗主要有开关损耗(开通损耗和关断损耗,关注参数Cgd(Crss))、栅极驱动损耗(关注参数Qg)和导通损耗(关注参数Rds(on))等。 以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明,由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构,为了防止两个MOS管同时导通而使输入回路短路,因此两个MOS管的驱动信号会存在一个死区时间,即两个MOS管都关断。 在死区时间内,由于电感的电流不能突变,因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。正是由于体二极管导通后,同步管Q2才被驱动导通,在忽略二极管压降的情况下,同步管Q2导通时两端电压为0,可以看作是0电压导通;同步管Q2导通后,其两端电压为0直至关断,因此也是0电压关断。因此,同步管Q2基本没有开关损耗,这意味着对于同步管的选取,功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗,而开关损耗可以忽略不计,因此不必考虑栅极电荷Qg。而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压,因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。 米勒平台大家首先想到的麻烦就是米勒振荡。(即,栅极先给Cgs充电,到达一定平台后再给Cgd充电) 因为这个时候源级和漏级间电压迅速变化,内部电容相应迅速充放电,这些电流脉冲会导致mos寄生电感产生很大感抗,这里面就有电容,电感,电阻组成震荡电路(能形成2个回路),并且电流脉冲越强频率越高震荡幅度越大。 所以最关键的问题就是这个米勒平台如何过渡。 Gs极加电容,减慢mos管导通时间,有助于减小米勒振荡。防止mos管烧毁。 过快的充电会导致激烈的米勒震荡,但过慢的充电虽减小了震荡,但会延长开关从而增加开关损耗。 Mos开通过程源级和漏级间等效电阻相当于从无穷大电阻到阻值很小的导通内阻(导通内阻一般低压mos只有几毫欧姆)的一个转变过程。比如一个mos最大电流100a,电池电压96v**,在开通过程中,有那么一瞬间(刚进入米勒平台时)mos发热功率是P=VI(此时电流已达最大,负载尚未跑起来,所有的功率都降落在MOS管上),P= 96100=9600w!这时它发热功率最大,然后发热功率迅速降低直到完全导通时功率变成1001000.003=30w(这里假设这个mos导通内阻3毫欧姆)。 开关过程中这个发热功率变化是惊人的。 如果开通时间慢,意味着发热从9600w到30w过渡的慢,mos结温会升高的厉害。所以开关越慢,结温越高,容易烧mos。为了不烧mos,只能降低mos限流或者降低电池电压,比如给它限制50a或电压降低一半成48v,这样开关发热损耗也降低了一半,不烧管子了。这也是高压控容易烧管子原因,高压控制器和低压的只有开关损耗不一样(开关损耗和电池端电压基本成正比,假设限流一样),导通损耗完全受mos内阻决定,和电池电压没任何关系。 总之就是开关慢不容易米勒震荡,但开关损耗大,管子发热大,开关速度快理论上开关损耗低(只要能有效抑制米勒震荡),但是往往米勒震荡很厉害(如果米勒震荡很严重,可能在米勒平台就烧管子了),反而开关损耗也大,并且上臂mos震荡更有可能引起下臂mos误导通,形成上下臂短路。 所以这个很考验设计师的驱动电路布线和主回路布线技能。最终就是找个平衡点(一般开通过程不超过1us)。开通损耗这个最简单,只和导通电阻成正比,想大电流低损耗找内阻低的。 https://mp.weixin.qq.com/s/ulmrQmYffTuNYNgy2nQcug https://www.bilibili.com/read/cv376060/ |
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